摘 要 ：由电网供电，输出到电机的三相中性点可浮动的变频器驱动系统中，其负载端往往存在共模电压。对于串联H桥高压变频器来说，虽然其共模电压很小，但本质上共模电压仍然存在。由于此结构中存在变压器，且每相由多个H桥单元串联而成，拓扑结构复杂，为共模电压的分析增加了难度。本文首先给出共模电压的一般定义，然后提出一种串联H桥多电平变频器共模电压的分析方法，并给出仿真结果。仿真结果和参考文献中的实际测量结果非常接近，验证了所提出方法的有效性。
关键词： 多电平变频器 共模电压 仿真
1 引言
目前，变频调速已被广泛应用于包括工业领域在内的许多行业中。在这些调速系统中，采用交－直－交变换结构，将三相幅值固定、频率固定的输入电压转换为电压可调、频率可调的三相输出，驱动三相异步电机。在这个变换过程中，需要采用电力电子开关器件，例如在整流桥和逆变桥中。但是这种开关切换过程，往往会导致电机端电压存在零序分量(即共模电压(CMV))，变频电机的设计就必须考虑到此问题。
本文首先对共模电压的定义和产生原因进行描述，然后对串联H桥变频器的结构进行介绍。在此基础上给出串联H桥变频器共模电压的分析方法，以及仿真电路结构。
最后，本文将给出一组典型参数下该系统的仿真结果，并和参考文献中实际测量的电压波形进行比较。串联H桥变频器共模电压的幅值不但与各二次侧绕组对地的电容值，各H桥单元直流环节的电压有关，而且也和控制方法有密切的关系。
仿真和试验结果非常接近，充分说明了文中对共模电压的分析有一定的参考价值。
2 共模电压的描述
图1为电压源型和电流源型变频器的系统框图。图中，整流桥可以是二极管不控整流，也可以是晶闸管整流或电压/电流源型PWM可控整流等结构;电机侧的逆变桥可以是普通两电平电压源型变频器(VSI)、电流源型变频器(CSI)以及多电平变频器等不同拓扑结构。为简单起见，输入和输出
的滤波器在图中没有画出。对于VSI结构，直流母线电容Cd必须足够大，电感Ld可以省去;而CSI与此刚好相反。虚拟电阻Rd在实际系统中可以不存在，在此只是为了方便得到直流侧的中点电压。实际系统中，如果跨接直流母线的电容是两组电容并联后再串联连接，其中间连接点的电位与此等同。相对于系统接地点G，直流侧的中点电压可以由下式得到:
(1)
式(1)中，vPG和vNG分别为正/负直流母线的对地电压。实际上，vZG为整流桥产生的共模电压。电机中性点相对于直流侧中点的电压可由下式计算得到:
(2)
式(2)中，vOP和vON分别为电机中性点相对于正/负直流母线的电压;vOZ为逆变桥产生的共模电压。因此，电机中性点对地总的电压为:
(3)
式(3)给出了整流桥和逆变桥产生的总的共模电压。电机的A相对地电压则如下式:
(4)
即为电机相电压vAO与系统总共模电压vCM之和。可以看出，如果不抑制共模电压vCM，电机绕组的绝缘可能会被破坏。
3 串联H桥变频器的结构
图2为7电平串联H桥的拓扑结构。从图中可以知道，每相由三个H桥单元组成，输出串联连接。G为曲折连接变压器一次侧的等效中性点，可以认为其与大地相联，O为电机的中性点，Vt1～Vt9为变压器9个二次侧的等效中性点。为了分析方便，图中还给出了Vm1～Vm9，分别为9个功率单元直流环节直流电压的中点，上下两个电容平均承担直流电压;Va1～Va3，Vb1～Vb3，Vc1～Vc3分别为9个功率单元的输出电压;Va，Vb，Vc为输出到电机上的三相电压。
对于每个H桥单元，其具体结构如图3所示。经过分析可以知道，其等效电路图如图4所示。图4中包括功率单元中整流桥产生的共模电压，以及H桥逆变桥产生的共模电压。
根据图4可以把图2简化为图5的电路结构，即串联H桥共模电压的分析电路。从图4和图5中可以知道，在串联H桥多电平变频器中，共模电压与电容C的大小、直流电压Vdc以及控制方法有关。控制方法会影响到图4中的Vpos和Vneg两个电压。
对图5还可以进行进一步简化，然后进行仿真和分析。为了分析方便，以上都假设了变压器的所有二次侧对地电容都相同，而在实际中，这些值很难完全相同，可能分别为各不相同的C1～C9。
由于这种结构的变频器中存在变压器，如果电机的中性点没有接地，电机就存在共模电压。当电机的中性点接地后，共模电压仍然存在，没有消失，但会转移到变压器上。由于变压器比较容易设计以提高耐压值，加上这种拓扑结构本身的共模电压较小，所以在很多场合几乎忽略了这个共模电压。
4 共模电压的仿真仿真结果
对于一组典型的实际测量参数，9电平串联H桥拓扑结构的相关参数如附表所示:
附表 9电平串联H桥拓扑结构的相关参数
A相电容 容值(pF) B相电容 容值(pF) C相电容 容值(pF)电机中性点对地的电容Cm为65000pF。其它参数见文献[2]。根据所提出的电路结构，仿真结果如图6所示。仿真时，PWM控制方法为纯正弦波调制方法，调制因数MI为1。
仿真结果和参考文献中给出的结果非常接近。图6中的编号参见参考文献。
为了对结果进行更加仔细的观察，图7给出了改变控制方法，即纯正弦波叠加3次谐波时的PWM控制方法时MI仍然为1的仿真波形。从中可以看出，叠加次谐波时，电机共模电压略有上升。
5 结束语
本文首先对通用变频器中的共模电压及其定义给出了介绍，然后对串联H桥多电平变频器的共模电压分析方法进行了研究，并给出了一种新的便于分析的电路结构。基于该简化电路，对一组典型测量数据进行了仿真研究，所得到的结果与实际值非常接近。进一步的研究表明，共模电压与变压器二次侧绕组的对地电容、电机中性点对地电容、功率单元直流侧电压以及各H桥单元的PWM控制方法都有关系。
参考文献
[1] Y. Shakweh, E.A. Lewis, ‘Assessment of Medium Voltage PWM VSI Topologies for Multi-megawatt variable speed Drive Application’, In Conf. Rec. EPE 98, 1998
[2] D.A.Rendusara, E.Cengelci, P.N.Enjeti, et al, “Analysis of common mode voltage – “neutral shift in medium voltage PWM adjustable speed drive (MV-ASD) systems”, IEEE Trans. On PE, Vol 15, No. 6, 2000, pp1124 1133
[3] Sanmin Wei, N.Zargari, B.Wu and S.Rizzo, “Comparison and Mitigation of Common Mode Voltage in Power Converter Topologies” Industry application society conference(IAS), 2004
作者简介
刘 忱(1973-) 深圳康沃电气技术有限公司研发部经理。从事变频技术的研究、产品开发、技术管理。
