本文在分析互补PWM模式下逆变器换流基础上，提出空间矢量PWM（SVPWM）控制方式下交流电动机相电流重构技术。该技术用一个线性电阻采样逆变器直流母线电流，根据逆变器所处开关状态和三相电流关系，计算出各相电流，实现交流电动机的相电流重构。
PWM模式下逆变器换流分析
在现代交流伺服驱动控制系统中，一般都采用互补输出PWM方式控制逆变器功率开关器件，以调节逆变器的输出电压幅值与频率。所谓互补输出即同一桥臂的上、下两个功率开关器件，在上桥臂器件导通时，下桥臂器件处于关断状态，反之亦然。
在图1所示的逆变系统中，定义开关变量 取0或1两种状态，其中1表示上桥臂功率开关器件导通；0表示下桥臂功率开关器件导通。则有表1所示的三相逆变器的开关状态。其中， （Sa, Sb, Sc）＝（0, 0, 0）和（Sa, Sb, Sc）＝（1, 1, 1）时，逆变器输出电压为零，于是将逆变器的这两种开关状态定义为零状态，而将其余6种状态定义为有效状态。
当逆变器开关处于有效状态时，例如处于（Sa, Sb, Sc）＝（1, 0, 0），其电流流通路径如图2所示。由图2可见，该状态下，直流母线电流Idc即为交流电动机的A相电流。
当逆变器开关由状态（Sa, Sb, Sc）＝（1, 0, 0）转换为（Sa, Sb, Sc）＝（0, 0, 0）时，由于电流不能突变，则二极管D4导通，A相电流二极管 D4续流，电流流通路径如图3所示。此时，直流母线电流Idc为零，三相绕组电流在电机内部流动。
当逆变器开关状态由（Sa, Sb, Sc）＝（1, 0, 0）转变为（Sa, Sb, Sc）＝（1, 1, 0）时。由于存在为防止逆变器上、下桥臂直通短路而设置的死区时间，因此在换向初始阶段，存在开关管T6、T3同时处于关断的状态，此时电流流通路径如图4所示。换相结束时，开关管T3导通，电流流通路径如图5所示。
图4表明，换相开始时，直流母线电流Idc为交流电动机的C相电流。由图5可见，在换相结束后，逆变器直流母线电流Idc仍为交流电动机的C相电流。
相电流重构技术
由互补PWM方式下逆变器的换流分析知，除零状态下逆变器直流母线电流为零外，在有效状态下逆变器直流母线始终都有电流流过，等于电动机的相电流。因此，可以采用图6所示逆变主电路结构获取电动机的相电流，其中线性电阻R为直流母线电流采样电阻。
从提高电压利用率和降低逆变器开关损耗来看，SVPWM是一种优化的互补PWM方式。根据SVPWM原理[1>和逆变器换流分析，可以得到表2所示的直流母线电流与电机相电流的对应关系。于是可以根据逆变器开关状态、直流母线电流Idc，以及电动机三相电流之间的关系，重构出交流电动机的相电流。
实验
实验系统的控制器为TMS320F2407 DSP，逆变器的开关频率为10kHz，实验用电机为500W的交流异步电动机。实验中，在逆变器开关的每一个有效状态下，DSP采样直流母线电流Idc，并在两个相邻的母线电流采样周期，根据电机三相电流关系ia＋ib＋ic＝0，计算出相电流瞬时值，实现电机相电流的重构。
（b） 相电流重构波形
实验波形如图7所示。图7a）为三相交流异步电动机的A相电流波形，7b）为A相电流重构后经数模转换输出在示波器上的回放波形。由于逆变器的开关频率为10kHz，因此逆变器直流母线电流Idc的采样周期为0.1ms，而电机相电流在0.1 ms时间间隔内的变化非常小，因此经DSP重构出的电机相电流具有足够高的精度。
结语
在许多应用场合，对交流电机伺服驱动产品的成本与体积都有严格的控制，采用单电流检测技术获取电机与驱动系统电流信息是满足这一要求的有效方式。本文所提方法需要在相邻的两个开关周期完成，对于高开关频率的逆变驱动系统完全可以满足应用所需达到的电流控制精度。
