在变频家电行业，交直交变频器的应用越来越广泛。这种变频器的前级一般都采用不可控整流桥和电解电容滤波，在网侧产生了严重的谐波电流污染，致使产品不能通过iec61000-3-2和iec61000-3-12[1-2]，所以必须在这些装置的前级加装有源功率因数校正器。传统的有源功率因数校正器，属于一种完全有源pfc，虽然校正效果良好，但是大功率情况下，功率器件损耗较大，发热也比较严重。文献[3]提出的部分pfc电路，其实质属于一种buck型pfc电路，虽然校正效果和效率都很好，但是由于斩波区间电角度不可调，在大功率情况下，直流侧电压跌落比较厉害，造成后级逆变器系统调制度的减小，降低了电动机的恒转矩范围。另外部分pfc电路在斩波区间采用开关频率固定的调制方案，使得系统在开关频率附近产生较强的emi，如果采用开关频率变化的调制策略则将大大降低开关频率附近的emi。
鉴于上述几点，本文基于无桥pfc这种高效率的电路拓扑，采用开关频率调制方式研究了一种新型的部分有源pfc电路，通过调节斩波区间的电角度去调节直流母线电压，属于一种buck-boost型的变换器。通过理论分析揭示了无桥pfc电路的本质，并进行了仿真分析和实验研究。
2 部分pfc电路的原理分析
2.1 传统的部分pfc电路
文献[3]提出的部分pfc电路，基于传统的单相boost拓扑如图1所示，采用固定电角度斩波的双端脉冲控制方案如图2所示。
图1所示的传统单相pfc电路一共使用了六个功率器件，在电路工作的每一个时刻都有3个功率器件处于工作状态，具有损耗较大，成本过高等不足，且电路不对称，因此emi也较强。图2所示的部分pfc采用的固定电角度的双端脉冲控制方案，在输入电源的正/负周期内，在电源电压较低的区间（0-θ1和θ2-π）内，对功率开关s进行控制，在电源电压峰值附近的区间内（θ1-θ2），功率开关s始终处于关断过程。一般情况下，θ1取π/3，θ2取2π/3。采用上述斩波电角度不变的双端脉冲控制方案，在大功率输出情况下，直流母线侧电压跌落得比较厉害，这将降低变频器后级电动机的恒转矩范围。因此，传统的部分pfc电路，效率偏低，只适合于对直流母线电压要求不高的中、高功率应用场合。
2.2 新型无桥部分pfc电路
基于传统的部分pfc电路的两点不足，本文采用高效率的无桥pfc拓扑见图3和可变电角度的双端脉冲控制方案见图4来设计改进的部分pfc电路。
图3所示的无桥pfc拓扑[4-5]，电路结构简单，只采用了4个功率器件，在电路工作的每一时刻，只有两个功率器件处于工作状态，与图1所示的传统单相pfc电路相比，在相同工作条件下降低了一个功率器件的损耗，因此损耗较低，效率较高，而且电路完全对称，也有利于降低系统的emi。
图4所示为本设计采用的可变电角度的双端脉冲控制方案。与图2所示的传统的固定电角度的双端脉冲控制方案不同的是，在电源电压的正/负半个周期内，在0～θ1时间，因为电源电压很低，此时即使调节占空比接近100%，电流上升也非常缓慢，因此在0～θ1时间内并不控制功率开关对输入电流进行斩波；在θ4～π时间，同样不对电源电压进行斩波，而是利用电感的续流作用，让输入电流自然下降为零。在电源电压的θ1～θ2和θ3～θ4时间内控制功率开关工作让电路处于强迫整流状态；而在电源电压较高的θ2～θ3的时间内，让功率开关停止工作从而让电路处于自然整流状态。θ2、θ3的时刻由负载功率决定，负载越大，有源pfc作用时间θ2值就越大，一般情况下，电角度θ2与θ3互补。
采用上述脉冲控制方案，可以根据负载大小通过调节电角度θ2方便的对直流母线电压进行调节。其中理论上θ2变化范围可从0～π/2，一般为了得到较好的电流校正效果，实际应用中θ2一般取π/3～π/2。当θ2较小时候，得到的直流母线电压将低于输入交流电压的峰值，此时电路属于buck型；当θ2为π /2时，电路工作与完全pfc状态相同，此时直流母线电压将远高于输入交流电压的峰值，属于boost型。因此，这种改进的部分pfc电路属于一种buck-boost型pfc电路。
2.3 采用开关频率调制降低系统emi的实现
传统的部分pfc电路在斩波区间一般采用开关频率不变的调制方式，因而造成在开关频率及其整倍数附近具有较强的emi。而采用开关频率调制方式，可以大大降低了系统的emi强度。部分pfc本身就包含了一种特殊的开关频率调制方式，再加上mcu的使用，更有利于实现开关频率的调制。
图5中实线给出了开关频率在半个电源周期的变化规律。在θ1～θ2和θ3～θ4的强迫整流时间内，开关频率沿着倒正弦曲线变化，最大变化范围为9khz～10khz，调制深度为10%左右，比较最佳。电源电压最高时对应开关频率最小，电源电压最小时对应开关频率最大。在0～θ1、θ2～θ3和θ4～π的自然整流阶段，开关频率变为零。
采用按照上述规律变化的开关频率调制方式，可以使得电源侧高频传导emi在更宽的频谱范围内分散，有利于降低系统平均emi和准峰值emi，弥补无桥pfc共模传导骚扰强的缺点，简化输入emi滤波器的设计。
2.4 blpfc的本质
无论无源与有源pfc电路，当功率因数校正效果满意时，直流电解电容的电压必定为直流分量叠加一个频率为2ω1、相位滞后电源电压π/2的交流纹波电压，ω1为电源的角频率。由图3所示的单相无桥pfc电路和图4的双端脉冲控制方案，可知要想在电解电容上得到的直流电压，在电源正半周期内，桥前电压νab的包络线应该与电解电容上纹波电压的波形相一致；在电源负半周期内，νab的包络线应该与电解电容上纹波电压的包络线关于横轴对称，两者关系如图6所示。
图6中曲线1为桥前电压νab的波形，曲线2为电解电容上直流纹波电压波形，两者的幅值相差两个整流二极管的正向管压降。
在θ1～θ2和θ3～θ4的时间内，由于功率开关处于斩波状态，所以桥前电压νab为不连续脉冲形式，但是脉冲的包络线与电解电容上电压的波形一致。图10所示的桥前电压νab的频率为ω1，从形式上看包含有频率2ω1的谐波分量。但是由于图3所示的无桥pfc电路在结构和控制上严格对称，使得偶次谐波电流含量大为降低，电路中只应包含奇次的谐波电流分量。鉴于图6所示的桥前电压波形与采用谐波电抗器等串联无源pfc的桥前电压波形相类似，因此无桥pfc电路具有一般串联补偿提高功率因数的特点，属于串联补偿方案。
传统有源完全pfc也具有一般串联补偿提高功率因数的特点，表现在快速恢复二极管整流阳极对直流地的电压波形具有类似无桥pfc桥前电压νab的电压规律，如图7所示。图7中曲线1为桥前电压νab的波形，曲线2为电解电容上直流纹波电压波形，两者的幅值相差一个frd正向管压降。
3 无桥部分pfc电路的仿真与分析
3.1 仿真平台的建立
利用simulink仿真软件建立的部分有源pfc的仿真电路，见图8。功率电路同图3所示的无桥pfc拓扑，l1和l2为两个电感量相同按照差模方式绕制的共铁芯电感，电感总量为5.5mh，r2为功率3.5kw的恒功率负载（可以任意设计输出功率），输入交流电源电压220v/50hz，输出电容e1为1880μf。控制电路部分按照图4所示的脉冲发送规律，在θ1～θ2和θ3～θ4控制功率开关s1和s2对输入电压进行斩波，通过合适的倒正弦波和三角波的比较来调节占空比的变化规律；在θ2～θ3时间内，关断s1和s2 使电路处于自然整流状态，其具体电路不再提供。下面给出θ2为π/3与5π/12两种情况下的仿真结果比较，并说明增大θ2可以增加直流回路电压的平均值。
3.2不同情况下的输入电流和输出直流电压波形
θ2=π/3和θ2=5π/12两种情况下的输入电流波形见图9，直流输出电压波形见图10。由图9可见，当θ1由π/3增加到5π/12时，输入电流的波形明显变得光滑，波形畸变减弱，有利于进一步提高网侧的功率因数。由图10可以看出，当θ2从π/3提高到5π/12时，输出电压提高了15v左右。在家电产品应用领域例如变频空调中，存在着由于负载增加而导致输出电压降低，从而影响电机恒转矩范围的问题。在无桥部分有源pfc电路中，通过适当调整θ2可以方便的提高输出电压，从而提高电机的恒转矩范围，使这一问题得到了方便的解决。
理论上随着θ2的增加，期望输出的直流平均电压越高，最大值应为电网电压的峰值。为了验证这一认识，令θ2=π/2，各种仿真条件完全保持不变，令输出直流电压为318v，此时只在输入电流最大值很小的邻域出现自然整流状况，直流电压平均值为308.3v，直流电压纹波峰峰值为20.0v。输入电流与输入电压波形见图11，直流电压纹波波形见图12。说明期望输出电压略高于输入电压峰值一个增量，才会发生短时临界自然整流过程，高于输入电压幅值的增量部分属于线路自然整流。
3.3 电解电容纹波电压和桥前电压波形的对比
θ2=5π/12时，电解电容直流纹波电压与桥前电压的波形见图13。由图13 可见，电解电容上的直流纹波电压频率为2ω1，是电源电压频率的2倍，滞后电压π/2；桥前电压uab在强迫整流阶段波形为不连续的脉冲形式，在自然整流阶段波形连续，整个波形的包络线与电解电容上直流纹波电压的波形相一致，幅值上相差两个二极管的压降。uab的频率为ω1，变化趋势跟随电源电压。
对图13所示的桥前电压波形进行傅立叶分析，结果见图14。从图14中可见，桥前电压uab主要成分为基波和奇次谐波电压，偶次谐波分量可以忽略不计。基波电压主要形成电解电容电压的直流分量和2ω1次纹波电压，其他奇次谐波电压对直流分量形成较少和产生倍频的高次纹波电压。所得的直流回路电压fft波形见图15。
4 无桥部分pfc电路的实验与分析
4.1电路拓扑的确立
根据以上理论分析和仿真结果，设计了基于无桥拓扑的部分有源pfc电路，见图16。该电路包括功率电路和控制电路。其中功率电路由滤波电感l1、l2，无桥pfc智能模块（如图20中虚线所示）以及滤波电容c1、c2和电解电容组e1 组成，与传统有源pfc电路相比，电路所用元器件的数目大大减少。
设计电路的额定输出功率为3.5kw，控制器采用st的8位单片机st7mc1k2，主频16mhz。交流电网输入电压范围为150v～265v；电网电压最低时，效率最低为90%；功率因数不低于0.95；为了降低系统的emi强度，采用开关频率调制的方案，使开关频率在9khz～10khz之间变化，通过改变单片机的pwm定时时间来实现。取电容值为1410μf（用三只470μf/400v电解电容并联），总电感量为5.5mh。根据电路的输出功率选用fairchild公司生产的无桥pfc智能功率模块fpab50ph60[6]。
4.2 开关频率调制的实现
开关频率的变化规律按照图4所示的规律变化。考虑到正弦函数在θ1～θ2和θ3～θ4时间内的线性度比较好，因此在实验中采用线性函数去近似正弦函数的这一段，并通过单片机软件编程来实现。
按照传统有源pfc电路的输出电压与输入电压的关系，得到部分有源pfc在强迫整流阶段的输出电压与输入电压关系为udc/│vin（t）│1/（1-d），d为驱动脉冲的占空比，可得驱动脉冲占空比的变化规律为d=1-│vin（t）│/ udc。实际操作时，应该根据负载轻重、电解电容的容量等因素对计算得到的d进行适当调节，确保得到的输入电流的正弦度高和各次谐波含量满足相关标准。
4.3 实验结果与分析
在输出功率从轻载到重载3.5kw的范围内，分别测试了θ2=π/3和θ2=5π/12时对应的实验情况。结果表明，由于sin（5π/12）-sin（π/3）≈0.1，θ2=5π/12这种情况的潜在输出直流电压平均值高于前者1/10电网电压的幅值，大约31v左右。但是由于满足iec61000-3-2标准的pwm脉冲解有无穷多种，θ1偏低也能获得较高的输出直流电压，这也与电解电容容量和负载轻重有关。
其中一组实验情况为：输入电压220v，电阻负载50ω。当θ1=π/3时，测得输入有功功率为1.72kw，功率因数0.99，输入电流总有效值7.68a，输出电压288v，纹波电压最大峰峰值为13.9v，对应的试验波形见图17；当θ1=5π/12时，测得输入有功功率为 1.80kw，功率因数0.99，输入电流总有效值8.15a，输出电压298v，纹波电压最大峰峰值为19.9v，对应的试验波形见图18。
比较图17和图18可知，当θ1从π/3提高到5π/12时，输入电流明显变得光滑，正弦度增加，输出电压也提高了10v左右，从而验证了上述分析的结果。
由实验结果得知，在整个功率范围内，采用无桥拓扑的部分pfc都能获得良好的校正效果和较高的功率因数。并且通过调节有源pfc的作用时间（具体通过调节θ2实现），可以方便的调节输出直流电压的大小。为了适应不同的国家电网标准，设计适应电网频率为60hz时部分pfc。硬件电路不变，限于频率的改变，个别电路比如电流检测电路输出的信号需要调整，需要修改pwm模式，控制电路不变，同样获得了非常满意的实验效果。
5 结束语
本文提出了一种斩波电角度可调节的无桥部分有源pfc电路，通过调节斩波电角度，可以方便的调节直流侧的输出电压，属于一种buck-boost型的pfc电路。解决了原有部分pfc方案在大功率情况下，直流侧电压跌落严重导致电动机恒转矩范围变窄的问题。同时采用开关频率调制的方案，降低了开关频率及其整数倍附近的emi。在理论分析、仿真分析与实验测试后，可以使得各种负载下交流输入侧的各次谐波电流均满足iec61000-3-2标准，中等负载下输入功率因数高达0.99，轻载下输出直流平均电压接近电网电压幅值，重载下输出直流平均电压不低于电网电压幅值40v，能够提高后级逆变器的调制度，改善电动机的调速特性。该方案尤其适用于输出电压要求为buck型、功率较高、对emi要求较高的pfc应用场合，尤其适用于大功率的pfc应用场合，具有很好的应用前景。
作者简介
王 晗（1982-） 男 现为上海交通大学电气工程系在读博士生，研究方向为电力电子与电力传动。
参考文献
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[3] 杨兴华. 新型部分有源功率因数校正电路的分析与实现. 电气应用,2007,26（7）: 54-57
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[5] srinivasan r, oruganti r. a unity power factor converter using half-bridge boost topology. ieee transactions on power electronics
[6] fairchild. fpab30ph60 datasheet, jan, 2006
