关键词：有源功率因数校正；锁相环；频率跟踪；变频电源?
1、电路结构和工作原理
新型变频电源主电路结构如图1所示，D1～D4为常规整流器，S1～S4为常规逆变器，S5、D5为Boost斩波器。当常规整流器与Boost斩波升压电路结合，并由APFC技术来控制时，形成高入端功率因数的整流器；当逆变器与锁相环电路结合，由频率跟踪技术来控制时，形成高品质变频器。其中S1～S4和S5采用新一代电力电子器件功率MOSFET，工作频率高、功率容量大。当工作在开关状态时，在ZCS或ZVS情况下，损耗小、工作可靠。
交流电经整流滤波，形成直流电，再经过APFC电路，利用其电流和电压环来调控入端电流跟踪电压波形和相位，以提高入端功率因数，并实现调压/稳压功能。通过逆变器将该直流电压转换为频率与负载（或换能器）谐振频率一致的交变电压，由电流采样环节将电流信号送入锁相环，跟踪工作频率得到相应的频率信号，经过驱动电路得到驱动信号。相位补偿电路为驱动信号加上补偿时间，形成PWM波形，最后通过脉冲变压器隔离后，作为开关的控制信号，使逆变器桥臂上的开关正确导通、关闭，形成闭环频率控制电路。
2、基于APFC技术的整流器设计
基于APFC技术的整流器的主电路采用Boost变换器结构，如图1虚线框内所示。APFC技术的核心是引进电压和电流反馈，以构成一个双闭环控制系统，外环稳定输出电压，内环实现输入电流调控和整形，使之成为与电压同相位的标准正弦波，以提高入端功率因数。内环的电流控制是对输入端电流进行连续调控，使电网全周期向整流器提供电流。采用UC3854组成的APFC整流器如图3所示，其中UC3854的5脚和4脚各通过一个电阻（R4和R3）接在主电路中电流采样电阻R18的两端，11脚接在APFC主电路输出端，6脚输入线电压波形，8脚输入线电压有效值，经过UC3854的运算处理，在16脚得到PWM信号，以控制开关管MOSFET（S5）。以UC3854的5脚、4脚相连的电流采样、6脚的整流电压波形、16脚的PWM驱动和MOSFET（S5）开关管，在UC3854的内部形成闭环的电流调节器；调控的结果使主回路的电流跟踪整流电压的波形。以UC3854的11脚相连的电压采样和整流电压的有效值及16脚PWM驱动等电路在UC3854的内部形成闭环电压调节器，使APFC整流器输出高稳定的直流电压。APFC整流器中还设计了保护电路，当UC3854的10脚接高电平时，控制电路工作；芯片的工作电压为l7V～22V，15脚接一个稳压管进行电压限幅保护。13脚接电容实现软启动功能，2脚处的电路用来限制最大电流。APFC电路中元件参数和双闭环的分析可参阅文献［2、3］。实验表明，其输入端电流与电压波形同相位，功率因数在0.98以上。
3、基于频率跟踪技术的逆变器设计
逆变器工作时，MOSFET开关根据负载（或换能器）的谐振频率进行切换，如图1所示，S1、S4和S2、S3分别组成两组开关。这两组开关轮流导通，负载中的电流过零时开关切换。当逆变器工作频率等于负载（或换能器）的谐振频率时，电路输出电压为方波，输出电流为正弦波，如图1（b）所示。电路中采用零电流开关模式，其开关损耗极小，du／dt及di／dt应力大为下降，相应的电磁干扰可以消除。
3.1频率跟踪控制电路
CD4046集成锁相环可实现无相差的频率跟踪控制。将负载电压或电流相位作为锁相环的输入信号，锁相环的输出作为逆变器的驱动信号，以实现逆变器对负载的频率跟踪。控制电路如图4所示，霍尔电流传感器检测的负载正弦电流信号经比较器LM339整形变换为方波信号，送入CD4046锁相环14脚，经频率跟踪控制后从3、4脚输出，经过驱动电路形成MOSFET的PWM驱动波形，最后由脉冲变压器隔离后作为开关的控制信号，分别加在S1、S4和S2、S3上，使逆变器桥臂上开关根据负载（或换能器）的谐振频率进行切换。对于谐振频率为定值的负载来说，频率跟踪技术可使逆变器在该谐振值附近的某一范围内工作时进行调整，使其工作在谐振点。对于频率参数变化的负载来说，只要该负载的谐振频率在锁相环的跟踪频率范围内，锁相电路都可以实现频率的自动跟踪和锁定。
3.2相位补偿的实现
桥式逆变器S1、S4和S2、S3在电流过零时换流，但在实际电路中，电流采样、锁定跟踪、PWM信号的驱动都需要时间，这将引起驱动信号滞后负载电流一个相角度（逆变器工作在容性负载）。实验表明，从电流采样到MOSFET完全开通，大约需要1.5～2.5μs的时间，对逆变电源而言，这个时间引起的负载电压与电流相位差是不容忽视的，它使MOSFET无法工作于零电流开关状态；另一方面，还影响开关的可靠开通与关断。
本文利用CD4046锁相环的特点，配合比较器来实现相位补偿。CD4046的鉴相器PD2构成的锁相环的特点是，输出信号占空比始终为50%，与输入信号占空比无关，输出信号上升沿触发有效。因此相位补偿电路在比较器输入正端加一参考偏置电压Vp，使比较器输出信号上升沿提前ΔT时间。相位补偿原理如图5所示，经锁相环输出的控制信号相对于电流而言，提前ΔT时间。调节偏置电压Vp值即可调节补偿时间值。若补偿时间大于电路延时时间值，负载工作在感性状态；反之，负载工作在容性状态；补偿时间等于电路的延时时间值，负载工作在谐振状态。
3.3起动电路
CD4046锁相环上电时，压控振荡路（VCO）将以最低频率工作；在VCO控制端9脚加控制电压，可使VCO输出频率在最低与最高之间变化。因此，可以利用VCO的输出信号作为它激信号，而不必另设信号发生电路。图6所示为起动电路原理图，9脚是压控振荡器电压控制端。当控制端加电源电压（+5V）时，VCO输出最高频率。随着Cr的充电，控制端电压逐渐降低，VCO从最高频率滑向最低频率。只要负载的固有频率在最高频率与最低频率之间，那么VCO的输出扫描频率就会引起负载产生谐振，锁相环进入锁定状态，起动极为容易。起动完成后，二极管D将起动电路与滤波电路隔离，锁相环工作于无相差自动频率跟踪状态。实验表明，只要参数设计合理，起动可靠性＞90％。
3.4保护与驱动
在图4的控制电路中还设计了过流保护措施。当谐振电流过大时，由采样环节得到的采样电流也会增大。如果这个电流超出了设计值，采样环节发出的信号经处理后可封锁锁相环，使其不工作，后面的驱动无信号，逆变器的负载谐振电流相应减小。当电流减小到正常范围时，锁相环又开始工作。
图4中MOSFET的驱动电路采用芯片UC3708。为了对UC3708进行输出电压箝位保护，电路设计中采用了UC3611芯片，它是四肖特基二极管阵列。主电路和控制电路之间采用变压器进行隔离。
4 实验情况和结论
实验表明，通过APFC控制，变频电源的交流输入电流IAC呈平滑正弦曲线，与输入电压UAC之间相角近似为0，入端功率因数高达0.98以上，这对电网的经济安全运行非常重要。通过无相差频率跟踪控制，使逆变器实现零电流谐振开关，减轻了器件的开关应力和电磁损耗，提高了变频电源负载的功率因数，这对提高变频电源的可靠性和负载的正常有效工作都具有十分重要的意义。
参考文献：
［1］ 林渭勋.可控硅中频电源［M］.北京：机械工业出版社，1989.
［2］ 黄晓林，余世春.中小容量低谐波高功率因数AC/DC（开关型）电源变换器的设计［J］.工业仪器与自动化装置，1997，（5）.
［3］ 黄晓林，余世春.AC／DC（开关型）电源变换器APFC技术的研究［J］.电气传动自动化，2000，（2）.
［4］ 万心平.集成锁相环路—原理、特性、应用［M］.北京：人民邮电出版社，1988.
